本白皮書將重點圍繞實現上述目標的轉換器拓撲結構與半導體技術展開探討。 內容主要聚焦于原邊的拓撲選擇與半導體器件；副邊假定采用低壓硅基 MOSFET ， 并配置為中心抽頭電流倍增器或全橋結構。第一篇已經介紹了高壓IBC中的半導體技術、器件的關鍵評估指標包括導通損耗、 開關特性與緩沖電路等。本文將介紹轉換器拓撲、系統規格、轉換器損耗等。

轉換器拓撲諧振式轉換器拓撲具有超高的功率密度， 但代價是在寬輸入或輸出電壓范圍內效率降低。 由于高壓 IBC具有固定的輸入輸出電壓比以及對超高功率密度的需求， 因此諧振拓撲非常適合此類應用。

諧振拓撲存在多種方案， 本研究將對其中的三種進行探討，如圖1所示。 圖1a展示了一種堆疊式LLC 轉換器(sC) ， 其主要優勢在于可采用650 V級別的開關器件實現高壓IBC。 圖1b所示為單相LLC 轉換器（ 1pC ） ， 其原邊使用的器件數量最少。 圖1c展示了一種三相LLC 轉換器（ 3pC ） ， 它得益于三相拓撲固有的更低RMS 電流和電壓紋波， 可縮小元器件的尺寸。

a)sC的原邊

b) 1pC 的原邊

c)3pC 的原邊

圖1.本研究中探討的三種轉換器拓撲原邊電路

系統規格本研究基于仿真結果對三種拓撲結構及半導體技術進行對比分析。 仿真采用PLECS 軟件平臺， 基于安森美針對CJFET和SiC MOSFET 的ElitePower 仿真工具， 以及通用橫向GaN模型。 表1列出了本次仿真所用的高壓IBC規格參數。

表1.本次分析中使用的高壓IBC規格參數

采用sC和1pC 的高壓IBC系統將拆分為兩個轉換器 ， 各承擔一半標稱功率（每臺6kW ） 。 此舉旨在將原邊RMS 電流降至可控水平（詳見轉換器物料清單章節） 。 3pC 方案將通過一臺12kW 轉換器實現。轉換器損耗三種拓撲結構的損耗如圖2所示。

圖2.采用不同原邊開關器件的 sC系統損耗

sC與1pC 的損耗特性較為相似。 兩者均在約50% 標稱功率處出現損耗的躍升。 這是因為在該功率點， 構成12 kW 系統的兩個變換器單元中的第二個轉換單元投入運行， 導致磁芯損耗和柵極電荷輔助損耗翻倍。 而3pC 的損耗隨功率增加上升較為平緩， 這得益于三相拓撲本身所具有的更低RMS 電流特性。 然而， 在低功率條件下， 由于所有變壓器和副邊開關器件持續運行， 其損耗相較于sC和1pC 更高。 這一特性亦可從圖3所示的損耗細分中得到印證。

圖3.研究的三種拓撲結構系統損耗分解。上圖顯示3 kW 時的損耗，下圖顯示 12 kW 時的損耗。

轉換器物料清單 （ BOM ）采用前述三種拓撲結構的12 kW 轉換器系統的物料清單如表2所示。盡管1pC 所需的原邊器件數量最少， 但整體器件總數最少的方案卻是3pC 。 這得益于三相拓撲固有的較低RMS 電流特性， 不僅減少了副邊器件數量， 也簡化了變壓器設計。

sC每個轉換單元使用兩個矩陣式變壓器， 整個12 kW 系統共需四個變壓器。 每個變壓器包含八個基本變壓器單元， 總計達32個單元。 而1pC 的配置則不同：每個轉換器僅需一個變壓器， 但由于其所需變壓比高于 sC， 該變壓器的單元數量需翻倍。

而3pC 僅需三個變壓器， 每個包含八個基本單元， 是三種方案中基本變壓器單元數量最少的。

此外， 在輸出電容需求方面， 3pC 也具有明顯優勢。 相比之下， 1pC 所需的電容尺寸過大， 幾乎無法滿足合理設計的要求。

表2. 12KW 轉換器系統物料清單

結語本研究探討的三種半導體技術 （ GaN HEMT 、 SiC MOSFET 、 SiC CJFET ） 在高壓IBC應用中表現幾乎一致 。由于諧振拓撲的軟開關特性， 它們的開關損耗差異影響甚微。通過合理選擇勵磁電感， 可規避其寄生電容差異帶來的影響。

最后， 各技術間的損耗差異微乎其微， 因此成本將成為關鍵決策因素。 CJFET 憑借簡化的器件結構實現高效制造工藝，在成本效益方面顯著優于其他技術。

相較于sC和1pC ， 3pC 憑借其更低的RMS 電流具有顯著優勢， 減少了物料清單中的元件數量（特別是副邊開關器件和變壓器組件） 。 這些優勢可在轉換器設計中靈活利用 ——既可用于提升功率密度， 也可通過增大單個器件尺寸（例如采用更大的變壓器磁芯以降低峰值磁通密度， 從而減少磁芯損耗） 來進一步優化性能。

上述仿真結果將通過安森美正在開發的高壓 IBC硬件實測數據進行驗證。